Лекция 6. Генераторы гармонических колебаний. Ключевой режим работы транзисторов. Генераторы прямоугольных импульсов.

6.1. Генераторы гармонических колебаний

Генераторы гармонических колебаний – это устройства, преобразующие эергию постоянного тока в энергию электромагнитных колебаний синусоидальной формы требуемой частоты и мощности. По способу возбуждения они подразделяются на генераторы с независимым возбуждением и с самовозбуждением (автогенераторы).

Структурная схема автогенератора приведена на рис. 6.1. Она представляет усилитель, охваченный положительной обратной связью. Здесь Ќ - комплексное значение коэффициента усиления по напряжению усилителя, έ - комплексное значение коэффициента передачи четырехполюсника обратной связи (ЧОС). В качестве ЧОС используют частотно-зависимые звенья: LC- контуры в высокочастотных автогенераторах и RC-контуры в низкочастотных.

В усилителе, охваченном обратной связью, справедливы соотношения:

Ů_вх = έ Ů_вых, Ů_вых = Ќ Ů_вх , откуда можно записать выражение для выходного сигнала:

Выражение (6.1) справедливо при условии Ќ έ = 1. (6.2)

Выполнение условия (6.2) обеспечивает в автогенераторе незатухающие колебания. С учетом модулей коэффициента усиления и коэффициента передачи обратной связи и их фазовых сдвигов можно записать:

‌

│ Ќ │е^jφ │ έ │е^jψ = K е^jφ ε е^jψ =1. (6.3)

Равенство(6.3) должно выполняться при соблюдении двух условий:

φ + ψ = 2π n (n = 0, 1, 2, 3….) (6.4),

K ε = 1. (6.5)

Условие (6.4) носит название «условие баланса фаз» и означает, что в системе действует положительная обратная связь (ПОС).

Условие (6.5) носит название «условие баланса амплитуд» и означает, что потери энергии в автогенераторе восполняются энергией от источника питания по цепи ПОС.

Появившиеся по какой либо причине на входе усилителя слабые колебания усиливаются в «К» раз и ослабляются в «ε» раз цепью ОС. Попадая вновь на вход усилителя в той же фазе, но с большей амплитудой. Далее процесс повторяется, пока на выходе не установятся колебания с постоянной амплитудой (K ε = 1).

6.2.1. RC-автогенераторы гармонических колебаний

На рис. 6.2 приведены схемы RC-автогенераторов гармонических колебаний.

RC—автогенераторы содержат активный элемент (усилитель ОЭ) и трехзвенную RC–цепочку дифференцирующего (см. рис. 6.2,а) или интегрирующего (см. рис. 6.2,б) типа, включенную в цепь ПОС усилителя. Кроме того, параллельно включенные по переменному току R1 и R2 образуют третье сопротивление трехзвенной RC-цепи дифференцирующего типа: (R1 R2) / (R1 = R2) =R

Трехзвенные RC-цепи имеют амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики (АЧХ и ФЧХ), показанные на рис. 6.3. Из графиков АЧХ и ФЧХ видно, что точка перегиба (т. А) характеристик соответствует частоте ω₀ и фазе ψ =180⁰ для RC-цепи дифференцирующего типа и ψ = -180⁰ для RC-цепи интегрирующего типа. Точка А соответствует квазирезонансу RC-цепи, а частота квазирезонанса ω₀ называется квазирезонансной частотой частотно-избирательной RC-цепи.

Каждая RC–цепочка обеспечивает сдвиг по фазе, равный 60⁰. Суммарный сдвиг трехзвенной RC–цепочки равен 180⁰. Дифференцирующая цепочка сдвигает фазу колебаний в сторону отставания, а интегрирующая — в сторону опережения.

Сам усилитель с ОЭ сдвигает выходной сигнал на 180⁰ и трехзвенная RC–цепочка – тоже на 180⁰. Таким образом, на вход усилителя подается сигнал в фазе с выходным сигналом за счет ПОС. Этим обеспечивается условие баланса фаз.

Основные расчетные соотношения:

а) для генератора с RC–цепочкой дифференцирующего типа:

— частота генерируемых колебаний ;

— коэффициент обратной связи ε = 1/29;

— емкость конденсатора ;

б) для генератора с RC–цепочкой интегрирующего типа:

— частота генерируемых колебаний ;

— коэффициент обратной связи ε = 1/29;

— емкость конденсатора .

6.2.2. RC-автогенераторы на операционном усилителе

А). RC-автогенераторы с поворотом фазы в цепи обратной связи

В RC-генераторах, изображенных на рис. 6.4, трехзвенная фазовращательная RC-цепь дифференцирующего или интегрирующего типа включена между инвертирующим входом и выходом ОУ. Резистор R, включенный в цепь ООС (см. рис. 6.4,а), выполняет две функции: элемента звена RC-цепи и элемента в цепи ООС для повышения стабильности. Аналогичную задачу выполняет конденсатор С в схеме генератора на рис. 6.4,б. На частоте квазирезонанса ω₀ трехзвенные RC-цепочки сдвигают фазу на ±π, и инвертирующий ОУ сдвигает фазу на π.

Основные расчетные соотношения те же, что и в транзисторных RC-автогенераторах

Б). RC-автогенератор без поворота фазы в цепи обратной связи

В этом генераторе, представленном на рис. 6.5, использована ПОС на вход ОУ через мост Вина. Мост Вина состоит из последовательного и параллельного RC-звеньев, которые имеют наибольший коэффициент передачи на квазирезонансной частоте ω₀ (см. рис. 6.5,б). При этом фазовый сдвиг равен 0 (см. рис. 6.5,в). Для обеспечения баланса

фаз выход моста Вина связан с неинвертирующим входом ОУ. Элементы ООС R1, R2 повышают стабильность генератора. Переменный резистор R1 изменяет глубину ООС.

Основные расчетные соотношения для данной схемы:

f_G = 1/ 2πRC; ε₀ = 1/3; С = 1 / 2π Rf.

6.3. Ключевой режим работы транзистора

Схема электронного ключа на биполярном транзисторе приведена на рис. 6.6. Транзисторный ключ по схеме с общим эмиттером в статическом режиме имеет два стационарных состояния. Транзистор заперт и рабочая точка «В» находится в области отсечки –

области II, ограниченной сверху ВАХ, соответствующей I_б = - I_к0. Оба p-n-перехода закрыты. Ток в транзисторе отсутствует, потенциал коллектора (U_{КЭ отс}) близок к величине Е_к. Условие отсечки транзистора U_ВХ = U_БЭ ≤ 0.

Транзистор открыт и рабочая точка «А» находится в области насыщения – области I, ограниченной справа линией, из которой выходят статические ВАХ. Оба p-n-перехода транзистора открыты. Через транзистор течет максимальный ток – коллекторный ток насыщения I_{к нас}. Напряжение на коллекторе близко к нулю. Условие насыщения транзистора U_ВХ = U_БЭ > 0, U

Для расчета танзисторных ключей часто используют токовый критерий условия насыщения:

I_Б ≥ I_{К Н} / β = I_{Б Н} , где I_{Б Н} и I_{К Н} – ток базы и ток коллектора на границе насыщения.

В режиме насыщения транзистор можно рассматривать как эквипотенциальную точку – точку с единым потенциалом всех электродов. В этом случае ток коллектора в режиме насыщения можно определить как I_{К Н} ≈ Е_К / R_K, ток базы I_{Б Н} ≈ I_{К Н} / β ≈ Е_К /β R_K. Тогда при заданном значении входного напряжения сопротивление в базовой цепи:

R_Б = U_ВХ / I_{Б Н} = (U_ВХ β R_K) / Е_К. (6.6)

6.4. Параметры одиночного прямоугольного импульса и импульсной последовательности

Рассмотрим основные параметры одиночного импульса. Реальный одиночный импульс напряжения прямоугольной формы, формируемый ключевым полупроводниковым устройством, показан на рис. 6.7.

Параметрами импульса являются: амплитуда U_m, длительность t_и , определяемая на уровне 0,1U_m или на уровне, соответствующем половине амплитуды (активная длительность), длительности переднего фронта t _ф, длительность среза t _с (заднего фронта) и спад вершины импульса ∆U.

Параметрами последовательности импульсов (рис. 6.8) являются: амплитуда импульса U_m, период повторения Т, частота повторения

f = 1 /T, длительность импульса t _и , длительность паузы импульса t _п , коэффициент заполнения γ = t _и / T и величина, обратная коэффициенту заполне ния, называемая скважностью q = 1/ γ = T / t _и .

6.5. Генераторы прямоугольных импульсов (мультивибраторы)

Для генерирования периодической последовательности импульсов напряжения прямоугольной формы с требуемыми параметрами используются генераторы, называемые мультивибраторами. Мультивибраторы относятся к классу устройств импульсной техники, предназначенных. Как и в любых генерирующих устройствах, предназначенных для формирования импульсов, в их схеме ключевой элемент (транзистор, операционный усилитель) охватывается положительной обратной связью при помощи RC-цепей, обеспечивающих релаксационный процесс. Релаксационные устройства работают в двух режимах: автоколебательном и ждущем. В ждущем режиме на каждый входной сигнал формируется один выходной импульс или пачка таких импульсов. В автоколебательном режиме генераторы формируют непрерывную последовательность импульсов. Такие генераторы применяются в цифровой технике в качестве задающих генераторов и делителей частоты.

Существует большое разнообразие методов построения схем мультивибраторов. Наибольшее распространение получили схемы мультивибраторов на операционных усилителях (ОУ). Возможность создания мультивибратора на ОУ основывается на использовании ОУ в качестве порогового элемента (компаратора). Схема симметричного мультивибратора на ОУ (t _И1 = t _И2) приведена на рис. 6.9. Рассмотрим работу мультивибратора с учетом временной диаграммы его работы (рис. 6.10).

Допустим, что до момента времени t1 напряжение между входами ОУ u _Д > 0. Это определяет напряжение на выходе u _ВЫХ = U ⁻ _НАС и на его неинверсном входе u ⁺ = − γ U⁻ _НАС , где γ =R3 /(R3 + R5) - коэффициент передачи цепи положительной обратной связи. Наличие на выходе напряжения − U _НАС обуславливает процесс заряда конденсатора С2 через резистор R4 с полярностью, указанной на рис. 6.9 без скобок. В момент времени t1 экспоненциально изменяющееся напряжение на инверсном входе ОУ (рис. 6.10., в) достигает напряжения на инверсном входе − γ U⁻ _НАС. Напряжение между входами ОУ u _Д становится равным нулю, что вызывает изменение полярности напряжения на выходе: u _ВЫХ = U⁺ _НАС (рис. 6.10, а). Напряжение на неинверсном входе u ⁺ изменяет знак и становится равным γ U⁺ _НАС (рис. 6.10, б), что соответствует напряжению между входами ОУ u _Д < 0 и u _ВЫХ = U⁺ _НАС. С момента времени t₁ начинается перезаряд конденсатора от уровня

− γ U⁻ _НАС .

Конденсатор стремится перезарядиться в цепи с резистором R4 до уровня U⁺ _НАС с полярностью напряжения, указанной в скобках (рис. 6.9). В момент времени t2 напряжение на конденсаторе достигает значения γ U⁺ _НАС. Напряжение u _Д становится равным нулю. Это вызывает переключение ОУ в противоположное состояние (рис. 6.10, а – в). Далее процессы в схеме протекают аналогично.

Период следования импульсов симметричного мультивибратора

Т = t_И1 + t_И2 = 2 t_И. (6.7)

Частота следования импульсов

f = 1 / T = 1 / 2t_И. (6.8)

Время t_И можно определить по длительности интервала t_И1 (рис. 6.10, а), который характеризует перезаряд конденсатора С2 в цепи с резистором R4 и напряжением U⁺ _НАС от уровня − γ U⁻ _НАС до γ U⁺ _НАС (рис. 6.10, в).

Процесс перезаряда описывается известным соотношением:

, (6.9)

где , , .

Отсюда

. (6.10)

Если в выражении (6.10) положить , можно определить время t_И :

. (6.11)

Считая, что для ОУ , соотношения (6.11), (6.7) и (6.8) можно привести к виду:

, (6.12)

, (6.13)

. (6.14)

Диод VD2 открыт при положительной полярности выходного напряжения, а диод VD1 – при отрицательной. Поэтому в первом случае τ₁ = С2R^״ 4, а во втором τ₂ = С2R^׳4. Длительности импульсов t_И1 и t_И2 несимметричного мультивибратора рассчитывают по соотношению (6.11), а частоту по формуле f = 1/T = 1/ (t _И1 + t _И2).

Для определения энергетических свойств импульсных устройств и энергетического воздействия импульса на нагрузку, вводят понятие среднего значения импульса за период (постоянной составляющей импульса). Для прямоугольной последовательности импульсов при активной нагрузке среднее значение напряжения и тока за период определяется соотношениями:

, .

Действующее значение напряжения и тока за период определяется соотношениями:

,

6.6. Силовые транзисторные ключи MOSFET и IGBT

Предназначены для коммутации больших токов (MOSFET – десятки ампер, IGBТ -

сотни и тысячи ампер) при рабочих напряжениях в сотни вольт. Используются в различных типах преобразователях напряжения (DC –DC, DC –AC), преобразователях частоты для управления электроприводом и т.д.

Принцип действия MOSFET примерно такой же, как и у маломощных полевых транзисторов с изолированным затвором с индуцированным каналом проводимости. На рис 6.12. показана вертикальная структура n-канального MOSFET. Такая структура выполняется методом двойной диффузии, которая состоит в следующем: на подложке n⁺ - типа с введенным эпитаксиальным слоем проводят первую диффузию (бор – примесь р –типа). Далее диффузией донорной примеси (фосфор) создают исток с высокой концентрацией носителей n⁺ - типа. Контакт стока расположен внизу. Такая структура позволяет создать максимальную площадь контактов стока и истока в целях снижения сопротивления выводов. Поликремниевый электрод затвора изолирован от металла истока слоем

SiO₂ . Канал в мощном транзисторе формируется на поверхности р-областей снизу от оксида затвора, причем р-области соединены с истоком.

Слаболегированная область n^– - типа (ее часто называют областью дрейфа) позволяет прибору выдерживать высокое напряжение при его выключении.

Так как MOSFET – это транзистор, работающий на основных носителях заряда, в нем не накапливаются избыточные носители, которые определяют динамику биполярного транзистора. Динамика определяется только окисным слоем затвора, а также двумя емкостями: входной затвор-исток С_ЗИ и выходной сток-исток С_СИ .

Современные преобразовательные устройства требуют открывать и запирать транзистор с высокой частотой – сотни кГц и даже единицы МГц. Сопротивление между затвором и истоком у MOSFET составляет десятки мегаом, однако оно шунтирукется входной емкостью С_ЗИ , которая заметно влияет на построение схемы управления транзистором. При высокой скорости переключения транзистора емкость С_ЗИ сильно нагружает схему его управления. MOSFET имеет характеристику, называемую характеристикой прямой передачи (рис. 6.13).

Ток стока равен нулю до напряжения, называемого пороговым (U_пор), а затем нарастает при увеличении напряжения (U_зи). Изготовители определяют U_пор как напряжение, при котором ток стока достигает определенной величины, например 1 мА. Для достижения тока стока I_{с 1} необходимо зарядить емкость до напряжения U_зи1. То есть, время заряда входной емкости, а следовательно и время включения транзистора, будет определяться током, формируемым схемой управления.

Проведем расчет требуемого тока от схемы управления при переключении MOSFET. Пусть С_ЗИ = 4 нФ, U_{зи 1} = 12 В, а время заряда входной емкости должно составлять 40 нс.

Из известного соотношения для емкости

i_c = C (du_c / dt)

определим: I_з = C_зи U_{зи 1}/ t_вкл = 4 ·10^-9 ·12 / 40 ·10^-9 = 1,2 A.

Таким образом, для переключения MOSFET за заданное время, логическая схема управления должна обеспечивать значительный ток. В современной технике для управления мощными MOSFET применяют специализированные контроллеры (драйверы), которые могут непосредственно подавать напряжение на затвор с амплитудой порядка 12 -15 В и током в импульсе 1,5 -3 А, обеспечивая большой ток заряда входной емкости.

IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor) – биполярный транзистор с изолированным затвором. Находят применение во многих высоковольтных и высокоамперных применениях: приводы, инверторы, устройства бесперебойного питания и т.д. Вертикальная структура IGBT приведена на рис 6.14, а. В биполярном транзисторе с изолированным затвором соединены в одном кристалле по схеме составного мощный биполярный транзистор р-n-p структуры и управляющий MOSFET. Основой структуры является сильно легированный кремний р-типа. Между базой и коллектором биполярного транзистора (БТ) подключается MOSFET. На самом деле в структуре IGBT можно выделить два БТ: VT2 – со структурой р⁺- n^- - р^- и VT1 – со структурой n⁺- р^- - n^- (рис. 6.15). Работой этих транзисторов и управляет MOSFET. Для схемы рис. 6.15. справедливы соотношения:

i_{k 2} = β₂ i_э2; i_{k 1} = β₁ i_э1; i_э = i_{k 1} + i_{k 2} + i_c.

То есть, ток стока полевого транзистора i_c = i_э (1 – β₁ – β₂) или через крутизну S = ∂I_c / ∂U_зи

Ток силовой части IGBT:

i_k ≈ i_э = (S U_ЗЭ ) / (1 – β₁ – β₂) = S_ЭКВ U_ЗИ, где S_ЭКВ = S / (1 – β₁ – β₂) – эквивалентная крутизна IGBT. При β₁ + β₂ = 1 S_ЭКВ IGBT значительно превышает крутизну S MOSFET.

Быстродействие IGBT значительно меньше быстродействия MOSFET (десятки килогерц). Время включения IGBT примерно такое же, как аналогичный параметр БТ (приблизительно 80 нс), а время выключения намного больше. Это определяется тем, что в IGBT нет возможности ускорить процесс выключения созданием отрицательного базового тока (в его базовую цепь включен MOSFET, который закрывается значительно быстрее). На

рис 6.16. показан процесс выключения IGBT при активно-индуктивном характере нагрузки. В начале коллекторный ток снижается быстро, а затем медленно тянется к нулю. Начальный этап соответствует той части тока устройства, которая идет через MOSFET. Тянущаяся хвостовая часть (токовый хвост), фактически является током БТ при оборванной базе

ЧТО ПРОИСХОДИТ, КОГДА МЫ ССОРИМСЯ Не понимая различий, существующих между мужчинами и женщинами, очень легко довести дело до ссоры...

Система охраняемых территорий в США Изучение особо охраняемых природных территорий(ООПТ) США представляет особый интерес по многим причинам...

ЧТО И КАК ПИСАЛИ О МОДЕ В ЖУРНАЛАХ НАЧАЛА XX ВЕКА Первый номер журнала «Аполлон» за 1909 г. начинался, по сути, с программного заявления редакции журнала...

Что делает отдел по эксплуатации и сопровождению ИС? Отвечает за сохранность данных (расписания копирования, копирование и пр.)...

Не нашли то, что искали? Воспользуйтесь поиском гугл на сайте: