РАДИОТЕХНИКИ, ЭЛЕКТРОНИКИ И АВТОМАТИКИ

Рецензенты: д. т. н. В.И. Солёнов, д. ф-м. н. В.В. Шевченко.

О 73 Осинцев О.Н., Савицкий В.А., Серов В.Н. Цифровые импульсные устройства: Лабораторный практикум / Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования ”Московский государственныйинститут радиотехники, электроники и автоматики (технический университет)”. – М., 2009. – 208 с.

В лабораторном практикуме рассматриваются и исследуются основные цифровые импульсные устройства: ключи на транзисторах, простейшие логические схемы, последовательностные цифровые устройства – триггеры, регистры и счётчики, схемы мультивибраторов, формирователи – укоротители и расширители импульсов по длительности, схемы генераторов линейно изменяющегося напряжения.

Каждый раздел лабораторного практикума состоит из трёх частей: теории, физического исследования электронной схемы и компьютерного анализа работы схемы.

Раздел физического исследования позволяет приобрести практические навыки при работе с различными измерительными приборами, применяемыми в экспериментальной практике.

Особенностью настоящего лабораторного практикума является наличие раздела по применению программных методов в исследованиях электронных схем на компьютере.

Практикум предназначен для студентов специальностей 200203, 210100, 210105. 210106, изучающих курсы: "Электроника", "Основы ра-диоэлектроники" и "Электронные цепи и микросхемотехника".

Данный практикум является логическим продолжением проработки и дополнения авторами лабораторного практикума по импульсным устройствам в электронике изданного ранее.

Печатается по решению редакционно-издательского совета университета.

Современный этап развития общества и общественных отношений характеризуется массовым внедрением в повседневную практику применение современных вычислительных средств. Их создание и совершенствование основано на использовании цифровых импульсных устройств, то есть на применении сложных полупроводниковых и микроэлектронных устройств, которое, в свою очередь, связано с совершенствованием и усложнением технологической базы микроэлектроники, основой которой является нанотехнология. Указанные постоянные изменения требуют от будущих специалистов в их повседневной практической работе, не только общих знаний о работе электронных устройств, но и более глубокого и качественного анализа происходящих в них процессов.

Лекционный курс по ряду специальностей предусматривает изучение физических принципов работы основных типов полупроводниковых приборов, особенностей построения и расчёта различных электронных и микроэлектронных схем с требуемыми техническими характеристиками и параметрами. Широкое применение цифровых импульсных устройств в различные области техники, их схемное многообразие, требует изложения основ их работы и анализа в доступной и упрощённой и понятной форме.

Перечисленные требования предъявляет к авторам достаточно сложные и жёсткие требования по изложению данного материала Выходом их этих противоречий, по мнению авторов, является наличие основного теоретического материала по каждому из разделов в лабораторном практикуме. Это позволяет качественно понять и оценить глубину происходящих переходных процессов в рассматриваемых электронных схемах и уяснить методы для повышения их быстродействия.

Наличие в лабораторном практикуме традиционного и современного методов по исследованию работы устройств, позволяют закрепить и углубить получаемые студентами теоретические знания, а также привить специфические навыки в практической работе с различными электронными устройствами.

Данный практикум является продолжением проработки практикума по импульсным устройствам в электронике изданного ранее.

При подаче на эмиттерный переход транзистора, запирающего напряжения U_БЭ<0, будут закрыты оба перехода транзистора. Величины запирающих напряжений U_БЭ и U_КБ (Е_П) должны значительно превышать величину температурного потенциала

, то есть U_ЭБ>>j_T, U_КБ>>j_T и считая b_N>>b_I.

Переход транзистора в режим отсечки осуществляется при подаче на эмиттерный переход запирающего напряжения, когда выполняется условие

Тогда из приведённых уравнений Эберса-Молла можно получить выражения для токов закрытого транзистора:

Полученные значения токов будут минимальными и имеют место при режиме, называемым режимом глубокой отсечки.

Эквивалентная схема ключа в режиме отсечки будет иметь вид, приведённый на рис. 1.5.

Считая величины напряжений U_БЭ=0 и U_КБ>>j_T, в приведённых уравнениях, получим значения токов для ещё закрытого транзистора, но уже находящегося на границе между областью отсечки и нормального активного режима (линейной активной области): .

Токи I_Э и I_К увеличиваются и, кроме того, I_Э меняет знак при практически неизменном I_Б, что отражено на рис. 1.2.

Напряжение на эмиттерном переходе, которое соответствует граничному значению при

)

между режимами ЛАО и областью отсечки, будет равно:

где знак “─” соответствует транзистору n-p-n типа, а знак “+“ транзистору p-n- p - типа.

Количественно глубина режима отсечки характеризуется коэффициентом отсечки, который часто называют коэффициентом запирания. Он зависит от сопротивления резистора

, включённого в цепь базы транзистора:

Оптимальное значение коэффициента отсечки составляет значение

. Минимальную величину сопротивления

можно найти из неравенства:

Этот режим имеет место в случае, когда на вход ключа подаётся большое напряжение, и оба p-n перехода транзистора открыты (линия ОА на рис. 1.3). За счёт большого входного сигнала база транзистора насыщена неосновными носителями зарядов до такой степени, что происходит нейтрализация коллекторного потенциала, и ранее закрытый коллекторный переход открывается. Через транзистор протекают токи насыщения базы и коллектора

, определяемые внешними элементами схемы:

Условие, при котором транзистор входит в режим насыщения выражается неравенством . Анализ уравнений Эберса-Молла при выполнении этого неравенства позволяет получить эквивалентную схему для открытого ключа при насыщенном транзисторе с учётом объёмных сопротивлений

(рис. 1.6).

Остаточные напряжения на переходах транзистора можно выразить следующим образом:

Режим насыщения зависит не от величин токов в транзисторе, а от их соотношения, поэтому вводят количественную характеристику этого соотношения, которое называется степенью (коэффициентом) насыщения. Его значение определяет превышение величины базового тока

, создаваемого входным сигналом, по отношению к его граничному значению при наступлении режима насыщения:

При больших значениях тока базы величины напряжений транзистора U_БЭ, U_КБ, U_КЭ практически не изменяются, правда, увеличивается нагрузочная способность ключа, но ухудшается его быстродействие, которое будет рассмотрено ниже.

Поэтому оптимальное значение степени насыщения так же, как и коэффициента запирания, принимается равным

Для указанных значений коэффициента N при токе

величина остаточного напряжения на участке коллектор-эмиттер

при нормальном режиме включении транзистора может быть найдена из следующего выражения:

При инверсном включении транзистора величина

. Она значительно меньше, чем при нормальном включении, так как

. Поэтому указанное включение транзисторов используется в тех случаях, когда требуются малые значения величин остаточных напряжений, например в схемах модуляторов и демодуляторов.

Транзистор является инерционным прибором, поэтому динамические свойства транзисторного ключа или его переходные процессы определяются временными процессами включения

и выключения

Анализ каждого временного интервалов проводится либо с использованием операционного (операторного) метода, либо анализа уравнений непрерывности заряда (метода заряда), согласно которому положительные и отрицательные заряды в любой точке базы меняются с одинаковой скоростью.

Рассмотрим отдельно каждый из этих процессов.

Это время обусловлено перезарядкой барьерных ёмкостей закрытых р-n переходов транзистора С_БЭ и С_БК. Считая сопротивление резистора R_К небольшим (рис. 1), эти конденсаторы будут соединены параллельно, и они образуют входную ёмкость:

. Эквивалентная схема ключа на этапе задержки показана на рис. 1.7.

Конденсатор С_ВХ перезаряжается от напряжения

до

по экспоненциальному закону:

Считая транзистор идеальным, полагаем, что он открывается при

. Решаем полученное уравнение при перезарядке ёмкости С_ВХ относительно времени

и имеем:

Если считать, что перезарядка С_ВХ происходит постоянным током, то время задержки включения t_ЗД определится выражением:

Если сопротивление резистора

, то время t_ЗД будет определяться перезарядкой конденсатора С_БЭ, и в момент его окончания на коллекторе транзистора будет скачок положительного выброса напряжения. Уменьшение

можно получить применением ВЧ транзисторов и увеличением отпирающего тока (напряжения).

Анализ времён переходного процесса транзисторного ключа удобно проводить, используя упомянутый ранее метод заряда.

После окончания стадии задержки транзистор отпирается, его коллекторный ток растёт по экспоненциальному закону и ограничивается значением:

, при этом транзистор работает в линейном режиме. Когда значение коллекторного тока достигает величины

, его дальнейший рост прекращается, и на этом заканчивается формирование положительного фронта включения

ключа. На участке формирования этого фронта транзистор работает в активном режиме, ток коллектора

меняется вместе с изменением заряда в базе

и связан зависимостью:

, где t - эффективное время жизни неосновных носителей в базе.

Подставив изменение

в зависимость с

, получим:

, который с учётом влияний

и R_K будет равен:

, где

- эквивалентная постоянная времени жизни неосновных носителей в базе:

Как указывалось выше, окончание формирования

будет при условии

. И тогда выражение для времени положительного фронта нарастания выходного напряжения будет равно:

При большом отпирающем сигнале (

) фронт импульса близок к линейному виду. Используя разложение в степенной ряд экспоненциальной функции (ряд Маклорена) для

, получим упрощённое выражение для тока

Динамические параметры транзистора, включённого по схеме с ОЭ будут определяться постоянной времени . В свою очередь, постоянная времени связана зависимостью от : . Приравнивая и подставляя текущее значение , получим выражение для положительного фронта: .

После достижения транзистором режима насыщения происходит накопление неосновных носителей зарядов в его базе при неизменных внешних токах.

Постоянная времени накопления носителей

зависит от технологии изготовления транзистора и определяется средним временем жизни неосновных носителей в той части базы, которая ближе расположена к коллекторному переходу. Это распределение носителей близко к их распределению при работе транзистора в инверсном активном режиме

Значение постоянной времени накопления носителей

на практике определяется через время рассасывания:

Для большинства дрейфовых транзисторов постоянная времени накопления

обычно лежит в пределах постоянных времени для нормального и инверсного режимов работы транзистора:

При подаче сигнала выключения заряд в базе транзистора не может измениться мгновенно. Поэтому транзистор некоторое время находится в насыщении и, следовательно, является проводящим элементом, его ток коллектора практически не меняется.

Для нахождения времени рассасывания удобно использоватьвышеуказанный метод заряда.

Тогда, при упрощённом подходе ток базы включает в себя две составляющие: величину накопленного заряда и рекомбинацию носителей заряда (электронов) через р-n переходы.

При сигнале выключения (стационарный режим) значение

и ток базы будет равен

Изменение заряда в базе

можно выразить через время жизни неосновных носителей и ток коллектора:

На границе областей насыщения и активной это значение заряда будет равно:

Изменение заряда происходит по экспоненциальному закону:

Если на входе ключа действует длительный отпирающий импульс, то величина установившегося значения заряда в базе будет равно:

С учётом длительности входного импульса

начальный накопленный заряд в базе будет определяться выражением:

Полагая

, а

, можно получить выражение для времени рассасывания, которое будет определяться как:

где

– разность токов включения и выключения.

Рассмотрим зависимость

, в которой

(используя разложение в ряд Маклорена). Тогда

или

Решая относительно времени рассасывания, получим:

где

, то есть рассасывание избыточного заряда в базе уменьшается при увеличении DI и меньшей величине степени насыщения N, что противоречит требованиям при рассмотрении сокращения длительности положительного фронта

, которое зависит от величины отпирающего тока I_Б.

1. Если выполняется условие

, то имеет место нормальное или коллекторное рассасывание, при котором

2. Если

, то ток

будет положителен. Это означает, что носители (токи I_Э и I_К), втекая в базу, рекомбинируют с накопленным в ней избыточным зарядом. Если ток

, то снова будет нормальное или коллекторное рассасывание. При

транзистор, выйдя из насыщения, будет находиться в инверсном активном режиме (инверсное или эмиттерное рассасывание), что типично для дрейфовых транзисторов.

Граничное значение эмиттерного заряда будет равно:

И при длительном входном импульсе получим время эмиттерного рассасывания:

Если

, то, сравнивая их выражения, можно получить условие для осуществления эмиттерного рассасывания:

Время среза или отрицательного фронта

следует после завершения процесса рассасывания t_РАС и определяется тем же законом изменения заряда в базе при условии, когда значение заряда носителей Q(t) изменится от граничного Q_ГР до нулевого Q(t)=0. Подставив это значение в исходное выражение изменения заряда и решая относительно

, получим его значение:

Решая полученное равенство относительно

, получим:

получается более простое линейное выражение:

Таким образом, уменьшение

 связано с увеличением значения выключающего тока

и уменьшением

Полученные формулы для процесса формирования выходного напряжения являются приближенными, так как в них не учтены влияние ёмкости

, R_K и нелинейность распределения зарядов в базе при изменении тока

во время переходного процесса. При учёте влияния

и R_K в выражениях для

нужно параметр t_β заменить на

Работа ключа в значительной степени зависит от величины нагрузки подключённой к выходу схемы. Поэтому все вышеприведённые соотношения справедливы для режима холостого хода.

Если к коллекторной цепи транзистора будет подключена нагрузка R_Н, то во всех выражениях, включающих величину R_K, следует поставить

. В этом случае амплитуда выходного напряжения уменьшится и будет зависеть от величины сопротивления резистора нагрузки. При оценке влияния ёмкости нагрузки С_Н на работу ключа нужно учитывать её постоянную

в постоянной времени t_0е вместе с

и R_K.

Рассмотренные переходные процессы ключа на биполярном транзисторе при включении-выключе-нии представлены на рис. 1.8.

Рис. 1.8. Переходные процессы в ключе на биполярном n⁺-р-n транзисторе

Существенным недостатком рассмотренной схемы ключа без смещения является необходимость использования биполярного сигнала для его управления. Это затрудняет согласование однотипных ключей, так как у них сигнал на выходе однополярный.

Глава 2. Повышение быстродействия ключей на биполярных транзисторах

Повышение быстродействия схемы ключа связано с уменьшением времён переходных процессов. Это может быть обеспечено как за счёт уменьшения времён нахождения транзистора в квазистатическом состоянии (времена задержки и рассасывания), так и за счёт снижения времён нахождения в активном режиме (времена фронта и среза). Так, увеличение открывающего базового тока I_Б транзистора приводит к уменьшению его

, но в то же время при этом растёт

Это противоречие может быть устранено введением во входную цепь ключа форсирующего (ускоряющего) конденсатора.

Сокращение длительности переключения за счёт исключения насыщения транзистора решается введением в схему ключа отрицательной нелинейной обратной связи (ООС).

Рассмотрим каждый из этих методов в отдельности.

Для повышения быстродействия наибольшее распространение, особенно в дискретной схемотехнике, получила схема с ускоряющим конденсатором С_УСК (рис. 1.9а)).

В такой схеме при подаче входного сигнала за счёт кратковременно увеличивающихся входных токов транзистора при переключениях

уменьшаются все времена переходного процесса, и значительно повышается быстродействие ключа.

Временные диаграммы работы ключа с ускоряющим конденсатором приведены на рис. 1.9б)).

Когда ключ закрыт, в базовой цепи транзистора протекает обратный ток

, который создаёт положительное начальное напряжение на конденсаторе С_УСК:

При отпирании ключа скачок входного напряжения и начальное напряжение на конденсаторе С_УСК создают ток равный:

, который уменьшается до величины

с постоянной времени:

(где

) через интервал времени

. Таким образом, наличие С_УСК увеличивает крутизну

при меньшей степени насыщения N транзистора.

При запирании ключа напряжение на C_УСК будет равно:

и, следовательно, происходит увеличение запирающего тока. Поэтому t_ВЫКЛ также будет уменьшаться с уменьшением t_РАС. Однако при больших запирающих токах будет инверсное рассасывание, которое может привести к выбросам выходного напряжения, поэтому необходимо выбирать оптимальную величину ёмкости конденсатора C_УСК.

Выбор её величины проводится из условия окончания переходного процесса во входной цепи следующим образом. Полагаем, что:

, а ток

будет постоянен и определяется как разность:

Полученное выражение для значения ёмкости имеет вид:

Если известна длительность входного импульса

, то для определения C_УСК можно использовать следующие выражения:

При более точном анализе можно получить выражение для выбора ёмкости конденсатора С_УСК:

Устранить насыщение транзистора можно путём фиксации коллекторного потенциала (относительно базы) введением нелинейной ООС выполненной в виде маломощного диода (рис. 1.10).

Такой ключ называется ненасыщенный. За счёт падения напряжения на резисторе R_Б при подаче входного напряжения U_ВХ создаётся падение напряжения, которое поддерживает диод VD1 в открытом состоянии, уменьшается базовый ток и фиксируется коллекторное напряжение. Тем самым предотвращается насыщение базы транзистора.

Если

, то диод закрыт (

), а ток коллектора будет равен:

Если

, то диод открывается, начинает действовать ООС, и увеличение входного тока не будет влиять на режим работы транзистора, так как он остаётся на границе насыщения при

. Напряжение на диоде будет равно:

(компенсирует падение напряжения на открытом диоде), то есть с этого момента всё приращение входного тока I_ВХ пойдёт через диод в цепь нагрузки, уменьшая величину базового тока в (1+β) раз. Поэтому величина избыточного заряда накапливаемого в базе транзистора

будет гораздо меньше, чем в схеме ключа работающего с насыщением. При подаче запирающего импульса приращения коллекторного тока, проходя через диод в базу транзистора, складываются с входным запирающим током, и получается больший суммарный запирающий ток.

Найдём:

, считая

, при котором транзистор открывается:

. Далее определяем ток диода

и по ВАХ диода находим его

Величину R_Б можно определить, приняв отпирающее значение порогового напряжения диода равным:

Для ключей с транзисторами малой мощности (150 мВт), величина R_Б составляет сотни Ом.

Применение нелинейной ООС приводит к резкому уменьшению или устранению t_РАС, уменьшает

и не изменяет

В схемах ключей на интегральных логических элементах (ИЛЭ) используют диоды Шоттки (p-n переход металл-полупроводник (алюминий-кремний Al-Si)), имеющие малые

(время восстановления). В этом случае коллекторный переход не открывается, и транзистор остаётся на границе насыщения. Поэтому наличие резистора R_Б в схеме ключа (рис. 1.10б)) не является необходимым, и он может отсутствовать.

Наряду с положительными свойствами ненасыщенные клю-чи имеют ряд недостатков, которые обусловлены работой транзистора в активном режиме:

1. Возникающие «скачки-перепады» выходных напряжений при открывании диода делают ключ более чувствительным к наводкам по цепи питания, то есть менее помехоустойчивым.

2. Несколько большая величина остаточного напряжения (около 0,5 В) уменьшает размах выходного напряжения и увеличивает его температурную нестабильность.

Этот раздел требует внимательного ознакомления с методикой измерений токов и напряжений в исследуемой схеме ключа перед выполнением рабочего задания.

3.1. Измерения токов в схеме макета выполняются с помощью измерительного устройства на ОУ с отрицательной обратной связью (рис. 1.13б)).

3.2. Для определения тока в исследуемой цепи данная цепь подключается к инвертирующему входу ОУ (клемма 4). Величина измеряемого тока

вычисляется по формуле:

где

- выходное напряжение ОУ, измеряемое осциллографом с открытым входом (клемма 5 измерительного устройства соединяется с входом осциллографа);

Выбор величины

осуществляется с помощью переключателя SA4 из набора четырёх сопротивлений

(0,1; 1; 10; 100 [кОм]) таким образом, чтобы напряжение на выходе ОУ

не превышало значение 5 В. При этом ОУ будет работать в линейном режиме. Если указанное напряжение на его выходе будет больше, то ОУ работает в режиме насыщения. В этом случае вычисленное значение тока

будет неверным.

4. 1. Изобразить синхронно временные диаграммы изменений напряжений на входе и выходе транзисторного ключа.

4.2. В соответствии с вариантом табл. 1.2, указанным преподавателем, выполнить расчёт длительностей фронтов: нарастания

(

), среза

(

) и рассасывания

для различных режимов работы транзисторного ключа при заданных значениях:

=5 В,

=1 кОм, b =40, f=500 кГц.

3.1. Измерения токов и сопротивлений в схемах макета выполняются с помощью измерительного устройства на ОУ с отрицательной обратной связью, рис. 2.18.

3.2. Для определения тока исследуемая цепь подключается к инвертирующему входу ОУ (гнездо 4). Величина измеряемого тока

вычисляется по формуле:

ЧТО ТАКОЕ УВЕРЕННОЕ ПОВЕДЕНИЕ В МЕЖЛИЧНОСТНЫХ ОТНОШЕНИЯХ? Исторически существует три основных модели различий, существующих между...

Что делать, если нет взаимности? А теперь спустимся с небес на землю. Приземлились? Продолжаем разговор...

Живите по правилу: МАЛО ЛИ ЧТО НА СВЕТЕ СУЩЕСТВУЕТ? Я неслучайно подчеркиваю, что место в голове ограничено, а информации вокруг много, и что ваше право...

Конфликты в семейной жизни. Как это изменить? Редкий брак и взаимоотношения существуют без конфликтов и напряженности. Через это проходят все...

Не нашли то, что искали? Воспользуйтесь поиском гугл на сайте: